В [1] был описан принцип дей­ствия сверхрегенеративного прием­ника. Статья содержала общие со­ображения по поводу процессов, происходящих в схеме, и рекомен­дации по настройке сверхрегенера­тора, основанные на практических экспериментах с приемником. Каж­дый радиолюбитель, собиравший сверхрегенератор, знает, насколько сложно добиться хороших результа­тов, действуя интуитивно. Трудности качественной настройки связаны с тем, что сверхрегенеративный кас­кад является многофункциональ­ным. На одном транзисторе собран и усилитель высокой частоты, и ге­нератор вспомогательных колеба­ний (генератор суперизации), и де­тектор, выделяющий полезный низ­кочастотный сигнал. Если бы выпол­нение перечисленных функций было "поручено" разным каскадам, то каж­дый из них в отдельности легко мож­но было бы настроить на оптималь­ный режим работы. Поскольку каче­ственное выполнение каждой из функций предъявляет к режиму ра­боты свои, часто противоречивые требования, в сверхрегенераторе приходится устанавливать некоторый компромисс. В этом и заключа­ется сложность настройки.

Режим работы любого каскада с течением времени меняется под действием различных дестабилизи­рующих факторов. Поэтому еще од­ним недостатком сверхрегенерато­ра можно считать невысокую устой­чивость его работы. Установленный компромисс нарушается, и парамет­ры приемника со временем, что на­зывается, "плывут".

Выскажу свое мнение — настро­ить приемник можно только разоб­равшись детально со всеми процес­сами, происходящими в схеме, а так­же с влиянием на эти процессы всех элементов схемы. Решению этой за­дачи и посвящена предлагаемая статья.

 

УМНОЖЕНИЕ ДОБРОТНОСТИ КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА

Вначале небольшой экскурс в те­оретические основы радиотехники, без которого трудно понимать даль­нейшее. Радиоволны, излучаемые пе­редатчиками, распространяются во все стороны от передающих антенн со скоростью света. С увеличением расстояния от антенны мощность электромагнитных волн уменьшается, в простейшем случае, обратно пропорционально квадрату расстояния:

 

 

где Р — излучаемая передатчиком мощность;

r — расстояние до точки приема;

р — плотность потока мощности (мощность, проходящая через квадратную площадку в 1м², находящуюся на расстоянии r от передатчика). Очевидно, каким бы ни было большим расстояние r, плотность потока мощности никогда не обра­тится в ноль. Это означает, что в любой точке пространства присут­ствует излучение абсолютно всех радиостанций, работающих на зем­ном шаре, что само по себе доста­точно интересно. Электромагнитная волна представляет собой череду­ющиеся во времени и пространстве переменные электрические и маг­нитные поля. В любом проводнике, ориентированном параллельно силовым линиям напряженности элек­трического поля (Е), наводится ЭДС (Е) в соответствии с правилом

 

 

где h_д — действующая высота проводника. При размерах проводника, суще­ственно меньших длины волны, дей­ствующая высота равна половине геометрической длины проводника. Если теперь к проводнику, являюще­муся фактически приемной антен­ной, подключить настроенный на частоту какой-либо радиостанции колебательный контур так, как это показано на рис.1, то на его выходе выделится некоторое напряжение U_c. Выясним, от чего зависит вели­чина этого напряжения, обратив вни­мание на то, что фактически — это напряжение на конденсаторе С1.

 

 

Для простоты будем полагать, что соотношение числа витков в катуш­ках L1, L2 и связь между ними тако­вы, что ЭДС взаимной индукции, на­водимая в катушке L2, будет равна ЭДС, наведенной в антенне (форму­ла 2). Под действием этой ЭДС ток в контуре будет протекать последо­вательно через катушку L2 и конден­сатор С1. Эквивалентную схему ко­лебательного контура при этом мож­но представить в виде, изображен­ном на рис.2.

 

 

ЭДС, наводимая в кон­туре, учтена источником Е, а резис­тор r_п учитывает активные потери в контуре. Эти потери обусловлены рас­ходом энергии на нагревание провод­ника катушки и переизлучением час­ти энергии элементами контура. Под­робнее об этих процессах можно про­читать, например, в [2]. Из рис.2 вид­но, что по отношению к эквивалент­ному источнику Е колебательный кон­тур теперь является последователь­ным. В таком контуре, как известно, существует резонанс напряжений, при котором напряжения на реактив­ных элементах контура в Q раз боль­ше ЭДС, введенной в контур. На ос­новании этого можно записать

 

 

где

 

 

р — характеристическое сопротивление контура;

ω₀ — его резонансная частота.

 

 

Формула (3) показывает, что уве­личением Q можно теоретически по­лучить сколь угодно большое значе­ние напряжения U_с, доведя тем са­мым принятый сигнал до величи­ны, необходимой для нормальной работы последующих каскадов. К сожалению, на практике сложно по­лучить добротность контура выше 200...350. Кроме того, в реальных схемах к контуру, параллельно кон­денсатору С1, подключается осталь­ная часть приемника, которую мож­но учесть ее входным сопротивле­нием R_вх. Очевидно, и в этом сопро­тивлении будет рассеиваться часть принятой мощности. Возникающие дополнительные потери принято учитывать эквивалентным увеличе­нием сопротивления потерь r_п в кон­туре на величину r_доп. Формула для пересчета имеет вид

 

 

Результирующая добротность кон­тура, называемая эквивалентной (Q_э), уменьшается:

 

 

и в практических конструкциях со­ставляет величину 50... 120. Чтобы картина была полной, необходимо было бы в знаменатель формулы (5) добавить еще третье слагаемое, учитывающее потери энергии в кон­туре за счет шунтирующего действия антенны. Для простоты дальнейше­го изложения будем полагать эти по­тери равными нулю.

Существует давно известный спо­соб повышения (умножения) доброт­ности, подробно описанный в [2]. Суть его заключается в том, что потери в контуре компенсируются за счет энергии источника питания. Механизм компенсации понятен из рис.3.

 

 

К конденсатору контура под­ключен транзистор VT1. Напряжение U_c с конденсатора поступает на базу транзистора VT1, что вызывает из­менение тока, протекающего в кол­лекторной цепи за счет источника питания G1. Амплитуда изменений определяется выражением

 

 

где S — крутизна транзистора в рабочей точке.

Протекая по катушке L2, этот ток наводит в катушке L1 ЭДС взаимной индукции (обратной связи)

 

 

где М — взаимоиндукция катушек L1 и L2.

Фазировка катушек выбирается таким образом, чтобы Е_ОС была синфазна с колебаниями, происходящи­ми в контуре, т.е. обратная связь была положительной. Ток I в конту­ре теперь течет под действием сум­мы Е+Е_ос, и амплитуда колебаний нарастает. Обратим внимание на то, что амплитуда возрастает, в конеч­ном счете, за счет энергии источни­ка питания.

Поскольку при резонансе суммар­ное сопротивление реактивных эле­ментов контура равно нулю, для входного контура справедливо выра­жение

 

 

Напряжение на конденсаторе те­перь можно записать в виде

 

 

Откуда

 

 

Подставив правые части выраже­ний для I и I_K в предыдущую форму­лу, получим

 

 

Выражение (3) справедливо и для рассматриваемого случая, с той лишь разницей, что здесь имеется в виду эквивалентная добротность Q_э, учитывающая компенсацию потерь в контуре за счет положительной обратной связи. Воспользовавшись (3), предыдущее выражение перепи­шем в виде

 

 

Сократив обе части равенства на Е, выразим в явном виде эквивален­тную добротность

 

 

Пользуясь тем, что при резонансе

 

 

окончательно запишем

 

 

Сравнивая выражения (5) и (6), можно сделать следующие полез­ные для практики выводы:

- в знаменателе формулы (6) за счет положительной обратной свя­зи появилось дополнительное сла­гаемое MS/C1, имеющее размер­ность сопротивления;

- знак этого сопротивления отри­цательный, что уменьшает общее сопротивление потерь контура;

- манипулируя величиной М или S, можно сделать сопротивление по­терь контура сколь угодно малым, в том числе и равным нулю;

- увеличивая Q_э, в соответствии с формулой (3) можно получать в кон­туре колебания любой желаемой ам­плитуды.

Физический смысл отрицательно­го сопротивления, уменьшающего общее сопротивление потерь, зак­лючается в том, что в контур, за счет положительной обратной связи, вно­сится из коллекторной цепи энергия источника питания, компенсирую­щая потери энергии сигнала в кон­туре. Энергия вносится в виде коле­баний той же частоты, что и у посту­пивших в контур из антенны. Проис­ходящая компенсация потерь, или, другими словами, восстановление энергии сигнала называется регене­рацией, а приемники, использующие рассмотренный принцип для повы­шения коэффициента усиления — регенеративными. Конкретные схе­мы регенеративных приемников можно посмотреть в [2].

 

СВЕРХГЕНЕРАЦИЯ

При всей привлекательности реге­неративного метода, он обладает су­щественным недостатком. Парамет­ры, определяющие величину отрица­тельного вносимого сопротивления

 

 

нестабильны во времени, из-за чего нестабильным получается и сам ре­жим регенерации. Увеличение поло­жительной обратной связи (увеличе­ние r_вн) до обращения в ноль знаме­нателя формулы (6) приводит к пре­вращению усилителя в генератор, уменьшение — к существенному сни­жению расчетного коэффициента уси­ления, а значит, и к потере чувстви­тельности. Кроме того, увеличение коэффициента усиления приемника за счет увеличения эквивалентной добротности ограничивается требова­ниями к полосе пропускания прием­ника (Δf_пр). Последняя, как известно, определяется выражением

 

 

и не должна быть меньше ширины спектра принимаемого сигнала.

Классическим примером обраще­ния недостатка в достоинство явля­ется идея сверхрегенеративного уси­ления. Нетрудно согласиться с ут­верждением, что наибольший коэф­фициент усиления в регенераторе можно получить, находясь на грани­це самовозбуждения, когда знамена­тель формулы (6) близок к нулю. Однако это положение и наименее устойчиво именно из-за близости к режиму самовозбуждения. Идея сверхрегенеративного приема зак­лючается в периодическом измене­нии вносимого отрицательного со­противления таким образом, чтобы усилитель на определенную часть этого периода превращался в гене­ратор, проходя через область макси­мального усиления. Рассмотрим эту идею подробнее.

Как было отмечено выше, величи­ной вносимого сопротивления мож­но варьировать, изменяя либо вза­имоиндуктивность М, либо крутизну транзистора S. Для пояснения принципов сверхрегенерации удобнее ис­пользовать S. Сначала выясним смысл этого параметра.

 

 

На рис.4а изображена входная ха­рактеристика транзистора, представ­ляющая собой зависимость тока базы (I_б) от напряжения между базой и эмиттером (U_бэ). К базе обычно под­ключено напряжение смещения (U₀), задающее положение рабочей точки (РТ₁) на входной характеристике. При подаче на базу еще и переменного напряжения амплитудой U_б ток базы будет меняться по тому же закону с амплитудой I_б (рис.4 б). При постоян­ной амплитуде напряжения, прило­женного к базе, амплитуда тока, как это хорошо видно из сравнения рис.4б и 4в, будет зависеть от угла наклона входной характеристики в окрестностях рабочей точки. Количе­ственно этот угол характеризуется кру­тизной входной характеристики S_б. Изменяя положение рабочей точки с помощью U₀, можно менять S_б Амп­литуда коллекторного тока (I_к) опре­деляется по формуле

 

 

где h_21э — коэффициент усиления транзистора по току в схеме с общим эмиттером. Величина

 

 

называется крутизной транзистора. Обратим внимание на то, что крутиз­на транзистора, как и величина S_б, за­висит от положения рабочей точки транзистора на входной характерис­тике Конкретная форма зависимости крутизны от напряжения смещения для разных транзисторов различна. Существенным же является тот факт, что крутизна тем больше, чем боль­ше постоянное напряжение смещения U₀, что хорошо видно из рисунка. При дальнейших рассуждениях для про­стоты будем полагать, что крутизна прямо пропорциональна напряжению смещения U₀.

Теперь можно приступать к рас­смотрению режима сверхрегенера­ции. Обозначим значение крутизны транзистора, при которой знамена­тель выражения (6) обращается в ноль (возникает генерация), через S_кр. Для получения этого значения на базу транзистора необходимо подать напряжение U_кр (рис.5 а). В исходном состоянии на базу подают постоянное напряжение смещения U₀, обеспечивающее такое положение рабочей точки транзистора (РТ), при котором крутизна S₀ меньше крити­ческой. Генерация в этом случае от­сутствует.

Добавим теперь к постоянному на­пряжению некоторое вспомогатель­ное, периодически изменяющееся, называемое напряжением суперизации (U_суп). При достаточной его амп­литуде рабочая точка будет перехо­дить в область, где крутизна транзис­тора становится больше критической. Этой ситуации на рис.5б соответству­ет интервал времени t₁-t₂.

 

 

На это вре­мя знаменатель формулы (6) стано­вится отрицательным, и в контуре обеспечиваются условия возникнове­ния автогенерации.

Если в контур из антенны поступа­ет напряжение сигнала амплитудой U_c, то колебания в контуре начнут на­растать, начиная с этого значения, по экспоненциальному закону, описываемому формулой [2]

 

 

где

 

 

δ — коэффициент затухания колебаний в контуре;

L1 — индуктивность контура;

 

 

r_э — эквивалентное сопротивле­ние потерь контура.

При S>S_кр, что имеет место на ин­тервале t₁-t₂, величина r_э имеет отри­цательное значение, показатель экс­поненты в (7), соответственно, число положительное, что и обеспечивает нарастание амплитуды колебаний до некоторого значения U_m (рис.5в). После момента времени t₂ крутизна становится меньше критической, по­казатель экспоненты в (7) — отрица­тельным, и колебания в контуре зату­хают. Образуется так называемая "вспышка" ВЧ-колебаний в контуре. Если принимается АМ-сигнал, то к началу новой вспышки (момент t₄ на рисунке) амплитуда U_c будет отли­чаться от предыдущей (станет, напри­мер, больше), соответственно изме­нится и амплитуда вспышки, что яв­ствует из формулы (7) и рис.5в. В ре­зультате на контуре будет получена последовательность вспышек, ампли­туда которых будет изменяться по закону изменения амплитуды прини­маемого сигнала.

Надлежащим выбором параметров контура и величины S можно обеспе­чить на интервале t₁-t₂ такую скорость нарастания напряжения в контуре, при которой амплитуда вспышек U_m будет достигать единиц вольт при на­веденных в антенне всего нескольких микровольтах сигнала. Подавая вспышки на амплитудный детектор, выделяем их огибающую, которая и является усиленным полезным сигна­лом. Расчеты показывают, что коэф­фициент усиления сверхрегенератора может достигать сотен тысяч [3].

Частота вспомогательных колеба­ний (f_суп) должна быть такой, чтобы восстановление огибающей прини­маемого сигнала происходило без потерь. Как известно, для этого дол­жно быть выполнено условие Котельникова f_суп ≥ 2f_в. Здесь f_в — вер­хняя частота в спектре модулирую­щего сигнала. Чем сильнее приве­денное неравенство, тем проще отфильтровать полезный сигнал. В практических схемах f_суп выбирают в пределах 30...100 кГц Форма на­пряжения суперизации, в принципе, значения не имеет. Важно лишь обеспечить на интервале t₁-t₂ усло­вие S>S_Kp. На самом деле форма влияет на чувствительность, но об этом позже.

 

 

 

Предельно достижимая амплитуда вспышек в контуре U_пр ограничена параметрами схемы и напряжением питания. Если в процессе усиления сигналов амплитуда вспышек все вре­мя остается меньше U_пр, то зависи­мость амплитуды U_m от U_c линейна, и режим работы соответственно будет линейным. Достоинством такого режи­ма является низкий уровень шумов и малый коэффициент нелинейных ис­кажений. Когда начальная амплиту­да в контуре или усиление в схеме настолько велики, что U_m достигает значения U_пр на интервале t₁-t₂, амп­литуда вспышек уже не зависит от амплитуды входного сигнала, и режим называется нелинейным. В этом ре­жиме при изменении амплитуды вход­ного сигнала будет изменяться пло­щадь вспышек (рис.6а). Величина продетектированного напряжения из­меняется в зависимости от входного сигнала по логарифмическому зако­ну (рис.6б). Такая зависимость вы­ходного сигнала от входного аналогич­на действию АРУ в приемнике и рас­ширяет его динамический диапазон. К недостаткам нелинейного режима относятся большие нелинейные иска­жения, высокий уровень выходных шумов при отсутствии полезного сиг­нала и низкая избирательность по соседнему каналу.

По способу получения вспомога­тельных колебаний напряжения супе­ризации, сверхрегенераторы подраз­деляются на две группы. Сверхреге­нераторы с внешней суперизацией используют вспомогательные колеба­ния, вырабатываемые специальными генераторами. В сверхрегенераторах с автосуперизацией создаются усло­вия для возникновения вспомогатель­ных колебаний в самом регенератив­ном каскаде. Последний вариант ис­пользуется чаще, так как требует меньших схемотехнических затрат (однако это не значит, что он являет­ся лучшим).

В радиотехнике при анализе цепей принято заменять сигналы их спект­рами. Из математики известно, что практически любую функцию можно представить в виде суммы других, более простых функций. Такое пред­ставление называется разложением функции в ряд. Любой реальный сиг­нал сколь угодно сложной формы может быть разложен в ряд. Наибо­лее широко применяется разложе­ние в тригонометрический ряд Фу­рье. При этом сигнал представляет­ся в виде суммы гармонических ко­лебаний, т.е. колебаний синусои­дальной или косинусоидальной фор­мы. Выбор обусловлен тем, что только эти колебания при прохожде­нии через линейную цепь (а боль­шинство радиотехнических цепей могут считаться линейными) не из­меняют своей формы. У гармоничес­кого колебания могут измениться только амплитуда и начальная фаза. Таким образом, анализ про­хождения гармонического колебания через любое устройство сводится к оценке изменения этих двух вели­чин, а в большинстве практических задач — только к оценке изменения амплитуды. Гармонические колеба­ния, в виде суммы которых можно представить исследуемый сигнал, на­зываются его составляющими, а их совокупность и есть спектр сигнала. Выяснив, какие изменения претерпе­вает каждая из спектральных состав­ляющих при прохождении через ис­следуемую цепь, достаточно сложить их на выходе, чтобы получить форму выходного сигнала.

Для изучения процессов в сверхре­генераторе будем рассматривать си­нусоидальные импульсы. Известно, что импульсы тока, представляющие собой отрезки синусоиды, содержат в своем составе постоянную состав­ляющую I₀=α₀(θ)*Im и гармоники на частотах, кратных частоте следования импульсов ω (рис.7). Так называе­мые коэффициенты Берга α₀(θ) за­висят от угла отсечки импульсов θ и номера гармоники n. Количество гар­моник, в общем случае, бесконечное, однако их амплитуды с ростом номе­ра гармоники уменьшаются. Обычно практический интерес представляют только несколько первых из них.

"Классический" сверхрегенера­тор. Рассмотрим принцип действия реального сверхрегенеративного приемника с автосуперизацией, со­бранного по наиболее распростра­ненной схеме (рис.8). Схема содер­жит колебательный контур L1-C5, настраиваемый на частоту сигнала, принимаемого антенной WA1. Для уменьшения влияния антенны на параметры контура, связь между ними реализована через конденсатор небольшой емкости С3.

Необходимо отметить, что здесь колебательный контур, в отличие от рис.3, включен в коллекторную цепь транзистора, и компенсация потерь сигнала будет происходить непос­редственно коллекторным током. Верхний по схеме вывод колебатель­ного контура соединен с общим про­водом через конденсатор С2, сопро­тивление которого на частоте сигна­ла пренебрежимо мало, поэтому можно считать, что высокочастотное напряжение в контуре U_к фактичес­ки действует между коллектором транзистора и общим проводом. Это напряжение приложено к делителю, состоящему из конденсатора обрат­ной связи С6 и дросселя L2. Ниж­ний вывод дросселя соединен с кор­пусом через малое сопротивление конденсатора С4. Поскольку база транзистора VT1 также соединена с корпусом через конденсатор большой емкости С1, высокочастотное напря­жение обратной связи U_oc приложе­но фактически между эмиттером и базой транзистора.

 

 

Режим транзистора по постоянно­му току определяется напряжением U_бэ. Так как сопротивлением дроссе­ля L2 постоянному току можно пре­небречь,

 

 

Оно и определяет положение рабочей точки на характеристиках транзистора.

 

 

Напряжение U_R2 снимается с ниж­него плеча делителя R1-R2 и может регулироваться переменным резисто­ром R1. Элементы R4-C7 являются фильтром нижних частот и предназначены для выделения полезного сиг­нала.

 

 

В правильно собранной схеме, при отсутствии входного сигнала, суще­ствует режим прерывистых колеба­ний. Формы напряжения на контуре U_K и на конденсаторе С4, полученные в результате моделирования схемы в системе Micro-Cap 6.2.2, приведены на рис.9. Пилообразное напряжение на рис.9б и является напряжением автосуперизации в рассматривае­мой схеме.

 

 

Для анализа процессов, происхо­дящих в схеме, выделим одну вспышку высокочастотных колеба­ний и рассмотрим подробно меха­низм ее формирования. На рис.10 приведена проходная характеристи­ка использованного в схеме транзи­стора КТ315Б, на которой отмечены две характерные точки. Точка 1 со­ответствует напряжению на участке база-эмиттер, при котором начина­ет протекать коллекторный ток. Из графика видно, что оно равно U_бэ=450 мВ. Точка 2 соответствует критической крутизне проходной ха­рактеристики S_кр, при которой в схе­ме выполняются условия самовоз­буждения. Происходит это при U_бэ=521 мВ. Коллекторный ток, со­ответствующий моменту самовоз­буждения, равен 0,145 мА.

 

 

 

 

 

 

С помощью переменного резисто­ра R1 устанавливается такое исход­ное напряжение U_бэ, при котором исходная крутизна S_и > S_кр. При та­ких условиях в схеме, как уже гово­рилось, возбуждаются прерывистые колебания. Графики напряжений и токов в характерных точках схемы приведены на рис.11. Поскольку процесс в схеме периодический, рас­смотрение можно начать с любого мо­мента времени.

Пусть в момент t=0 напряжение на конденсаторе С4 таково, что текущее значение U_бэ<0,45B (рис.11а, б). Транзистор VT1 заперт, его коллектор­ный ток равен нулю (рис.11 в, г), вы­сокочастотное напряжение в контуре отсутствует (рис.11д). В это время происходит разряд конденсатора С4 через резистор R3. Напряжение на конденсаторе уменьшается по экспо­ненциальному закону

 

 

где U_со — напряжение на конден­саторе в момент запирания транзи­стора в предыдущем цикле (момент, аналогичный точке 5 на графиках);

τ_p=R3 * С4 — постоянная времени цепи разряда конденсатора.

Как только напряжение U_бэ достиг­нет 0,45 В (точка 1), транзистор нач­нет открываться. Появится коллектор­ный ток, нарастающий во времени (интервал 1-2 на рис.11 в, г). Хотя от­крывшийся транзистор обеспечивает протекание зарядного тока через кон­денсатор С4, напряжение на нем по-прежнему убывает (рис. 11а), пока ве­личина разрядного тока С4 больше зарядного. Результирующая скорость роста напряжения U_бэ замедляется. В точке 2 это напряжение достигает кри­тического значения U_бэ=0,521 В, что соответствует началу самовозбужде­ния каскада. В контуре возникают вы­сокочастотные колебания (рис.10 д), амплитуда которых нарастает в соот­ветствии с выражением (7).

Если после открывания транзисто­ра зарядный и разрядный токи С4 сравняются прежде, чем U_бэ достиг­нет U_кр (в нашем случае 521 мВ), са­мовозбуждения каскада не произой­дет, и сверхрегенератор работать не будет. Скорость уменьшения тока разряда конденсатора определяет­ся постоянной времени τ_р и величи­ной исходного напряжения на кон­денсаторе U_со. Скорость же нарас­тания зарядного тока через откры­вающийся транзистор определяется крутизной транзистора в исходной рабочей точке S_и, что, в свою оче­редь, зависит от соотношения со­противлений R1, R2, R3 и h_21э тран­зистора.

Напряжение U_бэ, соответствующее S_и, при желании можно измерить, ус­транив условия самовозбуждения в каскаде временным отключением кон­денсатора обратной связи С6. Как видно, резистор R3 влияет и на τ_р, и на S_и, что усложняет процедуру на­стройки. На практике целесообразно выбрать величину R3, исходя из тре­буемого значения частоты суперизации, а затем подстройкой R1 получить прерывистую генерацию.

Для полноты картины следует от­метить, что с помощью R1 можно в небольших пределах управлять и ча­стотой суперизации. Действительно, чем больше напряжение U_R2, тем больше напряжение U_co, до которо­го зарядится конденсатор С4, а зна­чит, и больше будет время его разря­да, определяющее период супериза­ции.

Вернемся к процессам, происходя­щим в схеме. Часть напряжения, воз­никшего в контуре, в виде сигнала обратной связи U_oc суммируется с медленно меняющимся напряжением на участке база-эмиттер VT1. Резуль­тирующее напряжение теперь пред­ставляет собой алгебраическую сум­му трех напряжений (рис.116) и опи­сывается выражением

 

 

Коллекторный ток в результате из­меняется по синусоидальному закону (интервал 2-3 на рис. 11 в). Поскольку транзистор при этом работает в клас­се А, постоянная составляющая кол­лекторного тока на этом участке прак­тически не меняется (рис. 11 г). Сум­марное напряжение U_бэ на этом ин­тервале также содержит синусои­дальную составляющую, нарастаю­щую во времени.

В момент времени, соответствую­щий точке 3 на графиках, происходит существенное изменение режима. Суммарное напряжение U_бэ "цепля­ет" линию U_бэ⁼450 мВ (рис.116), со­ответствующую запирающему напря­жению транзистора. Коллекторный ток теперь протекает только в те части периода высокочастотного напряже­ния, в течение которых напряжение U_бэ превышает уровень 450 мВ (ин­тервал 3-5 на рис.11 в). Именно этот факт является одним из необходи­мых условий существования режима прерывистой генерации в каскаде и, как следствие, возможности усиле­ния принимаемых колебаний. По­смотрим на процессы, происходящие на интервале 3-5, внимательнее.

С одной стороны, короткие импуль­сы коллекторного тока являются теми "толчками", которые раскачивают ко­лебания в контуре. Другими словами, первая гармоника этих импульсов обеспечивает формирование в конту­ре нарастающего гармонического на­пряжения. Пропорционально растет и напряжение обратной связи, прикла­дываемое к базе транзистора. Это, в свою очередь, вызывает дальнейший рост амплитуды коллекторных им­пульсов и напряжения на контуре. Постоянная составляющая импульсов (рис. 11г) обеспечивает заряд конден­сатора С4, напряжение с которого уменьшает результирующую разность U_R2 - U_c (рис.11б). В итоге уменьша­ется угол отсечки импульсов коллек­торного тока, что должно препятство­вать росту напряжения на контуре. Результат зависит от того, что боль­ше: скорость нарастания напряжения обратной связи, являющегося частью напряжения на контуре, или скорость нарастания напряжения на конденса­торе U_c.

На интервале 3-4 соотношение уве­личения амплитуды импульсов кол­лекторного тока и уменьшения их угла отсечки таково, что первая гармони­ка и постоянная составляющая I_к0 этих импульсов растут. Последняя обеспечивает увеличение напряже­ния на конденсаторе U_c. Более того, увеличивается и скорость роста это­го напряжения, что хорошо видно на графике (рис. 11 а). Это (через умень­шение угла отсечки) приводит к уменьшению скорости роста напря­жения в контуре, но до точки 4 она еще превышает скорость роста U_с. Выполнение этого условия принципи­ально необходимо для нарастания амплитуды вспышки, и оно является вторым важным моментом, требую­щим учета при настройке приемника. Для его обеспечения в реальной схе­ме необходимо помнить, что U_ос яв­ляется частью напряжения в контуре U_к и скорость его нарастания можно регулировать двумя способами: коэф­фициентом затухания δ через пара­метры, в него входящие (формула 7), и изменением коэффициента обрат­ной связи, определяющимся соотно­шением реактивных сопротивлений конденсатора обратной связи С6 и дросселя L2. Уменьшать скорость нарастания U_с можно, в частности, увеличением емкости С4.

В точке 4 рост амплитуды импуль­сов коллекторного тока полностью компенсируется уменьшением их угла отсечки. Как следствие, постоянная составляющая I_к0 перестает изме­няться, достигнув своего максималь­ного значения. Далее амплитуда им­пульсов коллекторного тока еще не­которое время растет, но уменьшение угла отсечки уже таково, что постоян­ная составляющая коллекторного тока уменьшается. Это приводит к уменьшению крутизны нарастания на­пряжения на конденсаторе. Само же напряжение продолжает еще расти, смещая рабочую точку транзистора вниз по характеристике, что приводит к уменьшению ее крутизны. Из-за это­го начинает уменьшаться амплитуда коллекторных импульсов, что увели­чивает скорость спада постоянной со­ставляющей I_к0. Уменьшается и на­пряжение в контуре. В точке макси­мума напряжения U_c (рис.11а) значе­ние постоянной составляющей тако­во, что ток заряда конденсатора ста­новится равным току разряда, и да­лее ток разряда превалирует.

В точке 5 амплитуда напряжения на контуре уменьшается до такой вели­чины, при которой напряжение обрат­ной связи перестает превышать поро­говый уровень 450 мВ (рис.11б). Тран­зистор закрывается. Импульсы кол­лекторного тока исчезают, становят­ся равными нулю амплитуда первой гармоники и постоянная составляю­щая коллекторного тока. Напряжение на конденсаторе имеет величину U_co. Энергия, запасенная в контуре к это­му моменту, обеспечивает существо­вание в нем затухающих колебаний, амплитуда которых убывает в соответ­ствии с формулой (7). Конденсатор С4, отсеченный от источника питания закрывшимся транзистором, разряжа­ется через резистор R3 по экспонен­те (8). Формирование вспышки за­кончено. Когда напряжение U_бэ за счет разряда С4 достигнет величины 450 мВ, начнется процесс формиро­вания новой вспышки.

Необходимо особо подчеркнуть, что если скорость уменьшения напряже­ния на конденсаторе будет больше скорости уменьшения амплитуды ко­лебаний в контуре, то, как это явству­ет из рис.11 б, импульсы напряжения обратной связи будут продолжать превышать пороговый уровень, и срыва колебаний не произойдет. Кас­кад перейдет в режим непрерывной генерации. Вышеупомянутые скоро­сти зависят соответственно от вели­чин τ_p и δ. Очевидно, условие существования прерывистых колебаний имеет вид

 

 

Это третий момент, который необ­ходимо учитывать при настройке.

До сих пор мы считали, что в конту­ре отсутствует напряжение сигнала. В этом случае процесс формирования всех вспышек одинаков, и в результа­те их амплитуда, длительность и пе­риод следования постоянны. Соответ­ственно, постоянны эти параметры и у импульсов коллекторного тока (рис. 11 г). Пропустив эти импульсы че­рез фильтр нижних частот (ФНЧ), по­лучим на его выходе постоянное на­пряжение, пропорциональное амп­литуде импульсов. При поступлении из антенны в контур сигнала, карти­на меняется. В момент времени, со­ответствующий критическому значе­нию крутизны транзистора (точка 2), напряжение в контуре начнет нара­стать не с нулевого значения, а с ве­личины, равной амплитуде сигнала в контуре. Соответственно увеличат­ся как максимальная амплитуда вспышек, так и амплитуда импуль­сов коллекторного тока. В свою оче­редь, это приведет к увеличению напряжения на выходе ФНЧ. Если сигнал, поступающий в контур, мо­дулирован по амплитуде, то, в ко­нечном счете, окажутся модулиро­ванными и импульсы коллекторного тока, а значит, сигнал на выходе ФНЧ будет повторять по форме огибаю­щую входного сигнала.

Поскольку в контуре всегда суще­ствует собственное напряжение шу­мов, то при отсутствии входного сиг­нала напряжение, с которого начина­ются высокочастотные вспышки, оп­ределяется значением шумового на­пряжения в момент, соответствую­щий точке 2 на графиках. От вспыш­ки к вспышке напряжение шумов ме­няется по случайному закону, поэто­му на выходе ФНЧ наблюдаются ко­лебания, которые воспринимаются на слух в виде характерного "суперного" шума.

Фильтр нижних частот, выделяющий полезный сигнал, как следует из вы­шеприведенных соображений, должен находиться в коллекторной цепи. Иногда так и делается. Однако рас­смотренный процесс формирования напряжения на конденсаторе С4 (рис.8) позволяет сделать вывод, что ампли­туда импульсов и на этом конденсаторе также будет меняться по закону оги­бающей входного сигнала. На вход ФНЧ R4-C7 подается пилообразное напря­жение суперизации именно с С4.

В заключение необходимо отметить, что часть напряжения сигнала, посту­пившего из антенны в контур, по цепи обратной связи попадет на базу тран­зистора и будет складываться там с пилообразным напряжением супери­зации и постоянным напряжением смещения. В результате момент пере­сечения суммарным напряжением U_бэ уровня отпирания транзистора (точ­ка 1 на графиках) от периода к пери­оду будет изменяться, вызывая изме­нение частоты следования вспышек во времени по закону огибающей входного сигнала. Этот эффект при­сущ только сверхрегенераторам с автосуперизацией и делает амплитуду выходного сигнала приемника завися­щей не только от амплитуды вспышек на контуре, но и от их частоты. За счет этого дополнительно растет коэффи­циент усиления. Из рис.11б очевид­но, что чем меньше угол, под кото­рым пересекаются результирующее напряжение U_бэ с пороговым уровнем 450 мВ, тем сильнее будет изменять­ся момент начала вспышки и, соот­ветственно, появится дополнитель­ный выигрыш в усилении. Это четвер­тый полезный для практики результат подробного анализа принципа дей­ствия сверхрегенератора.

При отсутствии полезного сигнала аналогичный процесс будет происхо­дить под действием собственных шу­мов каскада. Это можно использовать при оптимизации режима работы сверхрегенератора. Подключив осцил­лограф через конденсатор 5...15 пФ к коллектору транзистора, можно на­блюдать вспышки колебаний в конту­ре. Выбрав длительность развертки осциллографа такой, чтобы на экра­не умещалось 4-5 вспышек, и засинхронизировав развертку по первой из них, можно наблюдать "дрожание" остальных вдоль оси времени под действием собственных шумов. В про­цессе настройки необходимо добить­ся как можно большей амплитуды этих "дрожаний", что будет свидетель­ствовать о максимальном коэффици­енте усиления приемника. Вместо высокочастотных вспышек можно на­блюдать пилообразное напряжение суперизации, подключив осциллог­раф к конденсатору С4.

Сверхрегенератор с внешней суперизацией на полевом транзис­торе. Знание принципов сверхрегене­ративного приема позволило разрабо­тать простую схему приемника на двухзатворном полевом транзисторе, изображенную на рис.12. Основное ее достоинство заключается в разде­лении функций, выполняемых различ­ными частями схемы, что существен­но упрощает настройку приемника. При напряжении питания 9 В и отно­шении сигнал/шум на выходе, равном четырем, чувствительность приемни­ка составляет 0,8-1 мкВ. Приемник способен работать в диапазоне до 26-29 МГц при соответствующей на­стройке входного контура.

 

 

На транзисторе VT1 собран гене­ратор, призванный компенсировать потери сигнала, поступающего в кон­тур L1-C4 из антенны через конден­сатор С1 небольшой емкости. По­ложительная обратная связь реали­зована через элементы С2 и L2, не требующие тщательного подбора. Последнее объясняется тем, что кру­тизна транзистора по первому затво­ру, от величины которой зависит на­личие или отсутствие самовозбужде­ния в каскаде, определяется напря­жением суперизации, подаваемым на второй затвор транзистора. Это на­пряжение вырабатывается автоном­ным генератором прямоугольных им­пульсов на элементах DD1 1, DD1 2, собранном по традиционной схеме Частотой генератора можно легко уп­равлять, подбирая постоянную вре­мени цепи C11-R5.

Резисторы R1, R2 обеспечивают режим транзистора по постоянному току, а конденсаторы С5 и С8 шунти­руют их как на высокой частоте при­нимаемого сигнала, так и на сравни­тельно низкой частоте суперизации. Конденсатор С7 обеспечивает соеди­нение по переменному току второго затвора с корпусом, что необходимо для нормальной работы транзистора. Это единственный элемент в схеме, который выполняет двойную функ­цию. Он, совместно с R3, образует интегрирующую цепочку, превращаю­щую прямоугольные импульсы гене­ратора суперизации в треугольные. Регулируя амплитуду этих импульсов потенциометром R3, можно изменять продолжительность промежутков времени, в течение которых крутизна транзистора превышает критическое значение.

Это позволяет изменять длительность вспышек высокочастот­ного напряжения в контуре, тем са­мым устанавливая желаемый режим работы сверхрегенератора (линейный либо нелинейный).

Как говорилось выше, полезная информация заключается в постоян­ной составляющей коллекторного (в нашем случае, стокового) тока, меня­ющейся по закону амплитудной мо­дуляции принимаемого сигнала. Для ее выделения используется фильтр нижних частот R4-C6. Выделенный сигнал через конденсатор С9 посту­пает на УЗЧ, собранный на экономич­ном операционном усилителе DA1 по стандартной схеме. Регулируя вели­чину R10, можно уменьшать ток по­требления микросхемы, но коэффи­циент усиления при этом тоже будет уменьшаться.

Конструкция и детали. Конденса­торы С1, С8 — керамические, С11 — пленочный либо керамический с ма­лым ТКЕ, С13 — любой электролити­ческий. Остальные конденсаторы — любого типа. Транзистор VT1 лучше всего использовать типа BF964. По­дойдут и отечественные КП306, КП350, КП327, немного ухудшив чув­ствительность приемника. Микро­схема DD1 — К561ЛА7 или К561ЛЕ5. Операционный усилитель может быть любого типа, включенный по стандартной схеме. Контурная ка­тушка L1 имеет 8-9 витков провода диам. 0,35-0,5 мм и намотана на каркасе диам. 5-7 мм с подстроечным сердеч­ником из карбонильного железа. Пе­чатная плата выполнена из односто­роннего фольгированного стеклотек­столита и никаких особенностей не имеет. Ее чертеж приведен на рис.13

 

 

Для настройки желательно восполь­зоваться осциллографом. После про­верки правильности монтажа и под­ключения питания, убедитесь в нали­чии прямоугольных импульсов на вы­воде 4 микросхемы DD1. Подбором R5 установите частоту этих импуль­сов 50-55 кГц. Проконтролируйте по­стоянные напряжения на выводах 3 и 6 DA1. При исправных деталях и пра­вильном монтаже эти напряжения должны быть равны половине напря­жения питания. Измерьте напряжение на верхнем (по схеме) выводе R1. Оно должно быть в пределах 0,6-1,2 В. Отсутствие напряжения свидетель­ствует о неисправности транзистора. Скорее всего, причиной будет неосто­рожное обращение с полевым тран­зистором, который очень "боится" ста­тического электричества. Особенно это касается отечественных транзис­торов.

Подключите осциллограф к стоку VT1 через конденсатор емкостью 3...5 пф. Вращая движок R3, добей­тесь появления вспышек высокочас­тотного напряжения на экране (осцил­лограф должен быть с полосой про­пускания не ниже 10 МГц). Если это­го достичь не удается, причина зак­лючается в сильной расстройке ко­лебательного контура. В этом случае необходимо уточнить настройку ка­тушки L1, перемещая ее сердечник.

Подключите к антенному входу при­емника (WA1) генератор стандартных сигналов, настроенный на частоту 27,12 МГц. Глубину модуляции уста­новите 30%, уровень выходного сиг­нала — 50 мкВ. На экране осциллог­рафа, подключенного к выходу при­емника, должны наблюдаться гармо­нические колебания частотой 1 кГц. Сердечником входной катушки на­стройте контур в резонанс по макси­муму выходных колебаний. Постепен­но уменьшая амплитуду входного сиг­нала, уточните положение движка R3, обеспечивающее максимум выходно­го сигнала. Правильно настроенный приемник, при амплитуде входного сигнала 1мкВ, должен обеспечивать на выходе амплитуду полезного сиг­нала 0,5...1 В, превышающую средний уровень шумов не менее чем в 4 раза.

Высокочастотная часть приемника сохраняет работоспособность в ин­тервале питающих напряжений 3,3...12 В. Может только потребовать­ся подстройка R3. Однако применен­ный операционный усилитель требу­ет питания минимум 7 В. Применив низковольтный ОУ либо транзистор­ный УЗЧ, можно обеспечить работос­пособность всего приемника в указан­ном диапазоне питающих напряже­ний.

При отсутствии генератора и осцил­лографа можно достаточно каче­ственно настроить приемник по сиг­налам передатчика, с которым плани­руется работать. Подключив к выхо­ду приемника высокоомные наушни­ки (лучше через конденсатор емкос­тью 10 мкФ), необходимо многократ­ным уточнением положения сердечни­ка входной катушки и движка потен­циометра R3 добиться максимальной громкости прослушиваемого сигнала.

 

Литература

1.Поляков ВТ. Техника радиоприе­ма (простые приемники AM сигналов). — М.:ДМК Пресс, 2001.

2. Браммер Ю.А. Радиотехника. — М.: Высшая школа, 1969.

3. Белкин Н.И. Сверхрегенераторы. — М.: Радио и связь, 1983.

---

Автор:  В.ДНИЩЕНКО, г.Самара

---

---

Вас может заинтересовать: Совершенствование ламповых сверхрегенеративных приемников с низковольтным питанием Амплитудный ограничитель сигналов НЧ Система АРУ приемника SSВ. В.Ченцов (UA9BE) Приемник начинающего коротковолновика. Л.Николаев Градуировка и изготовление шкалы настройки

---

Комментарии к статьям на сайте временно отключены по причине огромного количества спама.